反激式开关电源的研究设计

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第2章 方案设计
2.1 开关电源的基本工作结构
开关电源是利用电子开关器件（如晶体管、场效应管、可控硅闸流管等），通过控制电路，使电子开关器件不停地“导通”和“关断”，让电子开关器件对输入电压进行脉冲宽度调制(PWM)，从而实现DC/DC电压变换，以及输出电压可调和自动稳压。本次设计的开关电源是将DC输入20~28V电压变成所需的直流电压9V。主要由输入滤波器、高频变换器、高频变压器、输出滤波器、控制电路、驱动电路、保护电路、辅助供电电路等几部分组成。其基本原理是:直流输入电压经输入滤波器滤波得到更加平稳的直流电压，通过高频变换器将直流电压变换成高频交流脉冲电压，再经高频变压器隔离变换，输出所需的高频交流电压，最后经过输出整流滤波电路，将变换器输出的高频交流电压整流滤波得到需要的高质量、高品质的直流电压。其基本原理图如图2-1所示。


2.2 基本拓扑
2.2.1 主电源拓扑选择
一般上，功率器件的采用如IGBT,MOSFET和晶闸管作为开关将电源的一种形态转换成另一种形态的电路称之为开关变换器电路。在开关变换器电路中采用闭环控制系统，则成为开关稳压电源。开关电源主要的部分是DC-DC变换器部分，它是Transform的核心，涉及到了频率、电压等的转换，同时开关电源也拥有很多拓扑结构，其优缺点各异，最为常见的开关电源拓扑结构有：BUCK Transform，BOOST Transform，FlyBack Transform，单管正激变换器，双管正激变换器，推挽变换器，半桥变换器和全桥变换器等。本次设计采用了FlyBack Transform的拓扑结构。图2-2-1为反激式变换器的基本拓扑结构图
2.2.2 反激式变换器的主要工作原理
                    
                           图2.2.1反激变换器的主要的工作波形
   反击变换器的主电路图及其主要的工作波形如图2.2.1所示。工作状态有电流连续状态和电流断续状态[17]。反激变换器是由MOSFET（Q） ，整流二极管D1，滤波电容Cf和反激变压器组成的。开关管Q是按照PWM的控制方式进行工作的。变压器分为两个绕组，初级绕组W1和次级绕组绕组W2，这两个绕组的耦合是非常紧密的，反激式变换器和正激式变换器的变压器还是有本质上的区别的，因为反激式变换器的变压器实际上为一个耦合的电感[18]，使用的一般是带有气隙的铁氧体磁性，带气隙也可以很好的保证在最大的负载电流的时候磁芯不会饱和，反激电路作为相对简单的电路，适用于辅助电源，给芯片供电。其实它的工作方式和Boost升压变换器相同，同样有电流连续工作模式。电流断续工作模式。但是对于Boost升压变换器来说，反激变换器的两种电流工作方式的意义是不同的[19]。因为Boost变换器中的电感是为了升电压的电感，而反激变换器的电感是耦合电感，对于变压器初级绕组W1的自感L1来说[20]，他的电流是肯定不能为连续电流的，因为开关管Q在关断后其电流是肯定为零的，但是此时次级绕组W2的自感L2来说，其中必然会引起电流，所以对反激变换器来说，电流连续是指变压器的两个绕组的合成安匝在一个开关周期中不为零，而电流断续是指合成安匝在开关管Q关断期间有一段时间为零。[21]


                  图2.2.2反激式变换器在不同的开关模式下的等效电路[
    在开关模式1[0-Ton]的时候，如图2.2.2（a），在t=0的瞬间，开关管Q是导通的，输入的电源电压Vin加在了变压器初级绕组W1上，此时，在次级绕组W2中存在感生电压，其极性带有“ ”端为正[24]。使二极管D1截止，负载电流由滤波电容C来提供，此时，变压器的次级绕组开路，只有初级绕组进行工作[25]。相当于一个电感，其电感量为L1，因此初级电流Ip从最小值Ip min开始线性的增加。在t=Ton的时候，电流Ip会增加到一个最大值Ip max。在这个过程当中，变压器的铁芯会被磁化，其磁通 也会进行线性的增加。
  在开关模式2[Ton-Ts]的时候，如图2-2-3（b），在t=Ton的时候，开关管Q关断，此时初级绕组开路，次级绕组的感应电动势反向，其极性带有“ ”端为负，使得二极管D1也导通，储存在变压器磁场中的能量可以通过二极管D1进行释放，一方面给电容Cf进行充电；另一方面也为负载提供了供电[26]。此时也只有变压器的次级绕组在工作，相当于一个电感，其电感量为L2，其次级绕组上的电流is会从最大值进行线性的下降[18]。在t=Ts的时候，电流is就会达到了最小值Is min。在这个过程当中，变压器的铁芯会进行去磁，其磁通 也会进行线性的减小。
  在稳定工作状态时，当K=1的时候，输出电压Vo与输入电压Vi的关系为：

                           


                                                    （2-2）
2.3开关电源控制方式
开关电源的基本控制方式有：
(1)脉冲宽度调制((PWM)。
(2)脉冲频率调制(PFM )。
(3)混合调制方式。
PWM的特点是有固定的开关频率，通过PWM来条件占空比D来改变输出电压;PFM的特点是固定脉冲宽度，利用改变开关频率f的方法来改变输出电压；混合调制的特点既PWM又控制f，用综合控制来控制输出电压的稳定性。三者的电路不同，但都其作用效果一样，均可达到调节输出电压的目的。
本次设计采用PWM控制方式，采用此种方式就只有一个可控功率极，这样就
可以大大的简化了控制回路复杂程度，同时也拥有重量轻、体积小等优点，而且还集调压调频于一身，采用PWM控制方式也能有比较好的控制波形，也提高了功率因数。


如图2-3所示为模拟PWM控制的系统看图，PWM控制方式从输出采样电压进入误差放大器，输出信号传递给PWM比较器，与锯齿波相比较产生一个新的PWM波形，由于是从输出采样采集到的电压，与基准电压相比较之后可以得到输出的反馈通过PID控制便可以实现开关电源的闭环控制。
第3章 开关电源的硬件设计
3.1 电源设计的技术指标
在电阻负载条件下，满足下述要求：
1、输入电压Vin: 20~28V。
2、输出电压Vo：9V
3、额定输出电流Ion: 1A。
4、电压调整率SU≤2% (IO=1A)。
5、IO从0~1A变化时，负载调整率SI≤5% 。
6、输出噪声纹波电压峰-峰值VOPP≤1V。
7、DC-DC变换器的效率 ≥85%；
8、具有过流保护功能，动作电流IO（th）=1±0.2A。
3.2主功率器件的设计与选型
3.2.1功率开关管的选型
由于开关管承受的功率不高，所以选用MOS管作为主电路的开关管。之所以选用MOS管除了电源的功率不大之外，还因为有以下几方面的优势：第一是输入阻抗高。输入阻抗之高确实是普通大功率三极管无法比拟的，使用MOS管做开关管，其输入阻抗≥100MΩ，这对驱动信号不会产生压降，很低的电压就可以驱动；第二开关速度快。开关速度在≤100ns,工作频率≥100KHZ，三极管由于载流子的存储效应的作用，其开关总会存在滞后现象，进而影响开关速度也不存在二次击穿。
    MOS管选取一般考虑耐压值、通过电流和开关速度。在反激中MOS管承受的最大电压是输入电压+反射电压，控制器产生的PWM频率是75KHZ，通过的最大电流为Imax=(Ns/Np)*Ion=(17/167)*1=0.1016A。通过这三相参数我们选择型号为IRF840的MOS管。
3.2.2主变压器磁芯选型
设计时，取D=0.42，求得Vf=14.28V

                   =2.52A                      (3-1)

   =49.7        uH                                    (3-2)


由于功率不高，但是考虑余量和综合AP值与磁芯参数选择，结合图3.1TDK磁芯参数，最终得到EE25-4的AP=1.71mm4，Ae = 40.3mm2，Aw= 42.5mm2，由：
                                                                                                                        (3-3)
得：

=13.9≈14匝                                              (3-4)
                                   
=0.654                                                                          (3-5)

Ns=nNp=9.156≈10匝                                                                                                (3-6)




3.2.3计算线径
取
J= =4.32A/mm2
副边线径：
         =1.5512        (A)                            (3-7)

                 A=        =0.359mm2                                                           (3-8)
              
                            =0.67         mm2                                                          (3-9)
取DS=0.68 mm2
原边线径：

                                      =0.9428        (A)                          (3-10)

                   A=  =0.2182 mm2                                                  (3-11)

                   =0.527        mm2                                             (3-12)

取Dp=0.52 mm2
3.2.4.输出滤波电容的设计
在开关电源的整流电路中，其输出端均要并联滤波电容，以滤除高低频开关电流纹波，抑制输出纹波电压，以满足负载供电对电压的稳定性要求。选择应该满足最大输出纹波电压的要求。输出纹波几乎完全由滤波电容的ESR(等效串联电阻Ro)的大小决定，而不是由电容本身的大小决定。纹波波电压峰一峰值为:
△Vopp=Ro*△Iopp                            (3-8)
式(3-8)中，△Iopp是所选滤波电感电流纹波的峰峰值，取△Iopp=10%Io=0.1*1A=0.1A。根据设计指标，纹波系数要小于0.2%，由于本电源单路输出电路额定输出电压为9V，则输出电压的纹波电压峰一峰值△Vopp＜ 12*0.002=0.012V ,求出Ro<(△Vopp/△Iopp)=(0.024/0.5)=0.048Ω。所以选取小于内阻48mΩ的电阻就行。这里选取的滤波电容为470uF/25V。
3.2.5续流二极管选型设计
由于在电路中起到续流的作用，因此也叫“续流”二极管。一般选择快速恢复二极管或者肖特基二极管来作为“续流二极管”，它在电路中一般用来保护元件不被感应电压击穿或烧坏，以并联的方式接到产生感应电动势的元件两端，并与其形成回路，使其产生的高电动势在回路以续电流方式消耗，可以保护电路中的元件不被损坏。选续流二极管时需要考虑它的反向电压承受能力和通过的最大电流。该系统的中二极管承受的最大电压为12V，最大电流为1A，因此选用肖特基二极管HER107（Vmax=800V,Imax=1A）。
3.3控制回路设计
3.3.1 UC3843控制原理与设计
UC3843 是美国 Unitrode 公司生产的一种高性能单端输出式电流控制型脉宽调制器芯片。
其内部原理框图如图3.3.1（UC3843 内部结构图）所示。其内部有Error Amp、PWM、switch、振荡器等Moddle，还有欠压锁存、过压保护、基准源，能进行精确的占空比控制、温度补偿参考、高增益误差放大器、电流取样比较器和大电流图腾输出等功能。

图3.3.1 UC3843内部结构
UC3843的电压、电流双闭环控制的原理是由振荡器以固定频率发送脉冲，脉冲到来时，锁存器置“高”，6脚输出PWM，MOSFET导通，变压器原边电流上升。上升到误差信号Ucs>1V时，PWM比较器输出高电平，锁存器Reset，6脚输出低电平，功率开关管关断，直到下个脉冲的到来。
功能说明见表3.3.1。
表3.3.1 UC3843各引脚功能
管脚        功能        说明
1        补偿端        误差放大器输出端，用于补偿环路，低于1V关断。
2        电压反馈        提供反馈所用的内部误差放大器输入端
3        电流取样        电流采样用于电流环控制的输入端
4        RT/CT        频率控制端
5        GND        Ground
6        占空比输出        PWM输出
7        Vcc        电源端
8        基准输出Vref        参考5V输出
UC3843的PWM频率f由其内部RC振荡器决定，振荡信号频率与占空比随RT、CT的变化的具体波形如图3.2.2.2。

图3.3.2 振荡频率及占空比与RT、CT的关系
振荡器频率公式如下：
      
           (3-9)
                                    

（3-9）式中        fs——振荡器频率（Hz）；
           Ct——4脚与地之间的电容大小（F）；
           Vosc=1.7V；
           IRt=VREF / Rt；
           Idis=8.3mA。
开关电源的输出电压Vo是由一个控制电压Vc（由电流取样输入和输出/补偿电压）来控制的，即由Vc与锯齿波信号比较，产生PWM波形（如图3.2.2.2）。电流反馈端即UC3843的3脚，当检流电阻检测到原边电流所得的电压Ucs>1V时则输出脉冲关断。
3.3.2 RCD钳位电路设计
开关关断时因为变压器存在漏感所以会在原边形成电压尖峰。
变压器的漏感无法消除，但是合理的绕制可以减小。
另外，可以设计RCD钳位电路来削减电压尖峰。图3.3.2中就是由D10、R32、R33、C20构成了一个RCD钳位电路。RCD的作用就是当开关管关断时漏感电流通过D10对C20充电，由于C20的存在形成LC谐振。一般来讲是需要限制这个谐振电压的峰值的。大致上有：输入直流电压最大值+次级按变比折算过来的反射电压+LC谐振峰值电压<开关管的额定电压。R32和R33的作用是给电容C20放电和降低LC的Q（品质因数）值，使震荡衰减
具体的计算过程较为复杂，而且计算得到的数值与实际需要的数值也有较大的出入，在老师的指点下，选择101到222容值的电容和60K到100K的电阻，根据开关管的漏-源极电压波形在开关管关断时的电压尖峰来调节电容C20和电阻R32、R33的大小。经过实验调试，选择33K 的电阻R32、R33串联和102(1000pF)的电容C20以及普通的二极管US1M，基本能满足RCD吸收电路的要求。
3.3.3反馈回路的设计
反馈回路的主要作用就是稳定输出电压，电路设计如图3.3.3所示。
图3.3.3 反馈回路电路设计图
反馈部分的主要器件是TL431和一个PC817光耦。TL431有良好的热稳定性的三端可调分流基准源。外部只需要略微微调电阻就可以得到任意输出电压。
图中，R76与R68要满足下面的关系式：

可以先设定R68为12k,则由式(3-8)可得R76=10k，可取R76=27k。
R65和C39是防止开机电压过冲而设置的；C38和R75组成一个反馈环路，主要用于抑制高频增益，保证环路的稳定性。
3.3.4 辅助供电的设计
辅助输出自供电电路采用自供电绕组的方式进行反激控制电路的自供电。
如上图所示，输出采用在反激变压器的绕组上增加一个自供电绕组。
第4章 开关电源的调试
4.1调试台的搭建
   本次实验需要使用到的仪器有：
1、DCDC24V电源（作为输入电源使用）。
2、安捷伦示波器。
3、电子负载。
4、高压隔离探头X1
5、低压探头X1
4.2 PWM驱动电路的调节
先给系统上电，使用示波器取UC3843的驱动输出波形如下图4.2所示。

图4.2UC3843的驱动输出波形
上图中，CH2（绿色）为MOS管驱动波形，测得其驱动波形良好，频率约为80KHZ，与设计相符。
上图中CH3（蓝色）为MOS管上VDS之间波形，可以明显看出在空载的情况下VDS波形存在震荡，这是由于轻载时开关电源工作于断续工作模式状态，在没有原边没有能量的时候会出现次谐波震荡。

图4.3带载满载波形
上图4.3中为带载满载的情况下，所测得的波形。
同理、上图中，CH2（绿色）为MOS管驱动波形，测得其驱动波形良好，频率约为80KHZ，与设计相符。
同理、上图中，CH3（蓝色）为MOS管上VDS之间波形，可以明显看出在空载的情况下VDS次谐波震荡减小了。
4.3 输出参数测量
表4-1 整机多点测试输出电压
输入电压(V)        输出电压(V)        输入电流A)        输出电流(A)        效率%
20        8.99        0.501         0.98        88
24        9.01        0.418         0.99        89
28        9.02        0.358         1        90
由表4-1所知，在输入电压从20V～28V变化的过程中，输出比较稳定，能达到要求中的电压调整率的要求（SU≤2%）。
4.4.整体调试
4.4.1稳压精度
1.概念
输入电压、输出负载同时变化，对输出电压的影响程度。
2.测试条件
输入工作电压全范围内变化时，输出负载交调变化。
3.测试注意事项
稳压精度=（U-Uo）/Uo×100%；
U——交调测试中实测输出电压范围的最大值和最小值；
    Uo——交调测试中，输入电压额定值，输出半载时的输出电压值。
4.判断准则
满足课题设计要求小于等于±3%。
5.数据计算
稳压精度（Umax）= （12.539-12.530）×100%/12.530
                = 0.07%；
    稳压精度（Umin）= （12.341-12.530）×100%/12.530
                = -1.51%。
从计算所得数据可知，电源的稳压精度最大为-1.51%，满足设计要求。
4.4.2负载调整率
1.概念
输出负载变化对输出电压的影响程度。
2.测试条件
输入额定电压下，输出负载交调变化。
3.测试注意事项
负载调整率=（U-Uo）/Uo×100%；
    U——交调测试中输入电压额定值，输出负载交调变化时的输出电压最大值和最小值；
    Uo——输入电压额定值，输出负载为半载时的输出电压值。
4.判断准则
本课题设计并没有对负载调整率有所要求，通常反激开关电源负载调整率在±5%～±8%之间。
5.数据计算
负载调整率（Umax）= （9.534 – 9.530）×100%/9.530
                  = 0.03%
负载调整率（Umin）= （9.435 – 9.530）×100%/9.530
                    = -0.76%
计算所得电源最大负载调整率为-0.76%，能满足设计要求。
4.4.3电压调整率
1.概念
输入电压变化对输出电压的影响程度。
2.测试条件
输入工作电压范围内变化时，输出额定负载。
3.测试注意事项
电压调整率=（U-Uo）/Uo×100%；
    U——交调测试中输出额定负载，输入电压变化时输出电压的最大值和最小值；
    Uo——交调测试中输入额定电压，输出额定负载时的输出电压值。
4.判断准则
本课题设计并没有对电压调整率有所要求，通常反激开关电源电压调整率在±5%～±8%之间。
5.数据计算
电压调整率（Umax）= （9.435 – 9.435）/9.435×100%
                      = 0%
    电压调整率（Umin）= （9.341 – 9.435）/9.435×100%
                      = -1.54%
电源电压调整率最大为-1.54%，满足设计要求。
4.4.4效率
1.概念
电源将输入有功功率转换为有效输出功率的能力。
2.测试条件
额定、下限和上限输入电压下，测量负载为满载和半载时的输入/输出功率。
3.测试注意事项
η=（Po/Pin）×100%
Pin:输入功率，可以从功率计上直接读数得到；
Po :输出功率，为输出电压与电流乘积。
4.设计要求
根据设计要求，效率要在85%以上。
5.测量得数据

输入电压(V)        输出电压(V)        输入电流A)        输出电流(A)        效率%
20        8.99        0.501         0.98        88
24        9.01        0.418         0.99        89
28        9.02        0.358         1        90
根据表4.6数据可求出电源平均效率：

设计要求电源效率要大于85%，计算所得结果为89%，满足了设计要求。
4.5保护特性
4.5.1输出限流保护
1.概念
电源在一定范围内以适当的方式限制其输出电流的最大值。
2.测试条件
输入电压为上限、额定、下限时。
3.测试注意事项
（1）输出限流可按以下方式判定：
    a.输出电流不再增大；
    b.输出电压刚好超出稳压精度；
    c.电源关断输出。
（2）输出限流保护恢复点电流必须大于额定负载电流；
（3）能自恢复。
4.测试数据
保护方式是电源关断输出，电源能实现设计要求，测试数据见表4.7。
输入电压(V)        20        24        28
过流保护点        1.2A        1.2A        1.2A
自恢复点        1A        1A        1A
由以上数据可知，本设计支持输出限流保护功能，并且能够进行很好的自恢复，且自恢复点都在1A，满足设计需求。
4.5.2短路保护
短路保护作为一种很基础的保护方式之一，也是开关电源必不可少的的保护性能，能在最大限度的情况下对电路进行最恶劣的情况进行保护，能很好的避免电源炸机、烧毁等恶劣情况。本设计中的短路保护使用了UC3843系列芯片进行原边电流采样后再利用限伏作用进行短路保护，此保护也是反激电源最常用的保护手法之一，使用此保护唯一的缺点是只能进行打嗝保护，且精度不高，但对于大多数情况下，此保护方法是适用的。下图是短路保护的常规电路结构
图4.1为本设计的短路保护外部结构图，图4.2为UC3843内部结构图，在图4.1中使用R1进行电流采样，采样的电流输入UC3843的3脚进入电流比较器的运放输入端，如果电流大于设计值，由于比较器的作用，会使输出脉冲封死，从而进行短路保护，此时的输出脉冲为打嗝输出模式。
1.测试条件
输入工作电压全范围内，负载为空载、半载、满载时。
2.测试结果
在电压工作范围内，输出带各种负载时都能实现短路保护，保护方式是电源关断输出。并且保护之后能自恢复。
结  论
本次课题使用UC3843芯片控制设计一个反激变换器实现9V1A输出9W开关电源的设计，各种保护电路也基本实现。其原理和电路设计都较复杂，涉及的内容比较多，特别是一些关键参数，如变压器、缓冲器、滤波器、PWM、反馈环路、补偿环路等电路参数的计算。因为是模拟电路，所以其稳定性、抗干扰性等考虑的因素也较多。在调试过程中也比较麻烦，通常需要反复计算与试验来确定电路参数。在本设计过程中通过自主学习、与同学讨论以及请教一些工程师的指导，在对开关电源的工作原理有了一定的了解之后，把课题设计和调试完成。
所制作的电源能够提供9V的输出电压，其最大输出功率达到9W，可以给一些中小型的通信设备提供稳定的直流电源。输入电压在一定范围内变化时，电源能保持输出稳定，当输入电压低于或高于保护点时，电源内部电路能实现保护作用，且能进行自恢复。而输出电压过大时，电源也设计了相应的电路，用以保护输出端的元器件以及其他与输出端相连的通信设备。输出电流过大时，通过反馈环路控制占空比，使电源的输出电压下降，这样就限制了输出功率，避免电源因发热而烧坏。该电源采用了贴片元器件，有效减小了电源的体积，实现了轻量化。另外，电源的输出效率也很高，达到了预期的设计指标。
在本设计中，因课题未作要求，同时也PFC功率因数校正电路更加复杂，对于刚接触开关电源不久的我来说有一定难度，所以系统中并没有加入PFC功率因数校正模块，致使电源的输入功率因数较低。另外，此次设计的电路中没有加入独立的开关来控制电源的工作与断电。这点是可以改进的，那样电源工作起来更灵活。最后，值得一提的是变压器的绕制问题，由于经验不多，自己动手绕制出来变压器初级电感感量小，漏感大，原、副边耦合不好，使得一些相关参数的计算与实际所需存在较大出入。在调试时也花费了一定时间与精力去发现与解决问题。
附录一 原理图