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发表于 2019-12-16 10:28:38
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本帖最后由 secret 于 2019-12-16 10:32 编辑
摘要本系统采用两片TPS5430 芯片，构成两路DC-DC电路。通过两片负载共享控制芯片UCC29002对输出电流进行均流，两路输出误差最佳可控制在1%以内。另外，本系统用MSP430F449作为数字控制芯片，利用片内ADC采集输出电流，并在输出电流超过1.2A时，通过控制TPS5430的使能端，关闭系统的输出，从而实现过流保护。由于本系统的结构简单，所用器件少，从而保证整个系统高效、稳定。
关键字:
DC-DCUCC29002TPS5430高效率均流
一、作品简介
本系统全部采用TI公司的优质芯片，以较为简单的方案实现了题目的全部功能和要求。
主要表现为:
(1)两路独立电源能在通常情况4.5V-5.5V内调整，输出1A以上电流，效率达到85%，纹波小于50mV;
(2)两路进行均流后，在不同负载下(输出电流0~1A)，不均流度3%以内;
(3)单路电流超过1. 2A,能迅速保护，并会自动尝试负载是否恢复正常。
二、作品实现
1.设计方案论证1.1 DC-DC转换方法及实现方案[方案- -]:采用TI公司的PWM产生芯片TL494,配以MOS管驱动芯片NCP5181,以及低导通电阻的PMOS管IRF9540构成DC-DC模块。TL494 内部集成两个误差放大器，通过反馈能对PWM信号的占空比进行调节，从而精确地调整输出电压。NCP5181具有高驱动能力，开关管能工作在完全导通或完全截止的理想状态，从而使该DC-DC模块具有较高效率。
[方案二]:采用TI公司的集成芯片TPS5430。该芯片内部集成110 m9的MOS开关管，效率高达95%，输出电流最高3A,能够满足题目的要求。该芯片固定为500KHz开关频率，可以采用较小的滤波电容、电感消除纹波。而且此芯片只需要配合少许外部原件便可精确、稳定地得到输出电压。
由于采用分离元件搭建电路，外围元件多，电路较为复杂，且其反馈环路较集成芯片更易受到干扰。所以我们采用更为可靠、稳定的TPS5430芯片作为DC-DC模块的主器件。1.设计方案论证1.1 DC-DC转换方法及实现方案[方案- -]:采用TI公司的PWM产生芯片TL494,配以MOS管驱动芯片NCP5181,以及低导通电阻的PMOS管IRF9540构成DC-DC模块。TL494 内部集成两个误差放大器，通过反馈能对PWM信号的占空比进行调节，从而精确地调整输出电压。NCP5181具有高驱动能力，开关管能工作在完全导通或完全截止的理想状态，从而使该DC-DC模块具有较高效率。
[方案二]:采用TI公司的集成芯片TPS5430。该芯片内部集成110 m9的MOS开关管，效率高达95%，输出电流最高3A,能够满足题目的要求。该芯片固定为500KHz开关频率，可以采用较小的滤波电容、电感消除纹波。而且此芯片只需要配合少许外部原件便可精确、稳定地得到输出电压。
由于采用分离元件搭建电路，外围元件多，电路较为复杂，且其反馈环路较集成芯片更易受到干扰。所以我们采用更为可靠、稳定的TPS5430芯片作为DC-DC模块的主器件。
1.2均流控制万法及实现万案
[方案一]:我们分别采用两片TL494来为两路电源提供PWM，当两路并联时，利用其中-一片TL494的一个内部误差放大器对电压进行调节，使其输出稳定在5V。利用两片高精度差动放大器INA133对两路电源的电流进行取样，将取样电压分别送入另一片TL494的一一个内部误差放大器的正负输入端，通过两片TL494的内部误差放大器进行电流电压复合负反馈，从而进行稳压并实现均流。为了电路工作稳定，使误差放大器工作在闭环状态，此时通过调整误差放大器的放大倍数即可调节均流精度，但由于误差放大器的放大倍数有限，只能近似实现均流。
[方案二]:最大电流均流法(自主均流法)。本方案采用负载共享控制器UCC29002实现。在DC-DC模块正常工作时，将两路UCC29002的均流母线连接，此时UCC29002将会自动选出电流最大的一路，并将此路电源作为主电源。均流母线上的电压将由主电源的输出电流决定，从电源的UCC29002接收到母线上的信号后，会控制该路DC-DC模块稍稍提高输出电压。通过减小
从电源与主电源的电压差来提高该路输出电流，从而达到均流。并且该方案可通过十分简单的电路完成任意路并联均流，且支持热插拔。
方案一可实现近似均流，不均流度可勉强满足题目要求。而方案二采用的UCC29002的不均流度最佳小于1%，能更好的满足题目要求。且由于采用自主均流法，即使其中- -路电源出现故 障，整个系统仍能保证输出，从而提高了整个系统的稳定性。故我们决定采用方案二。
1.3过流保护与自动恢复及实现方案[方案一]:用硬件电路实现。当开关电源的输出电流超过规定值时，霍尔电流传感器感应电压与预置的基准电压比较后，使继电器动作断开负载，起到保护作用。为了实现自动恢复功能我们使用了单稳触发延时电路，每次触发后系统停留约6秒时间并继续检测故障是否已经被排除。如果过流故障排除，系统自动恢复。否则，继续保持断开的状态。但是我们实际测得该电路正常工作时，功耗达到了600mW。详图请参见附图1。
[方案二]:使用低功耗单片机MSP430实时监测电流。因为UCC29002的8脚电压与系统的输出电流成正相关，我们用MSP430片内12 位ADC定时采样该电压。并把它与预先设定的电压比较来判断过流。当连续两次检测到电流过大时，关断TPS5430使系统不输出电压，6秒延时后使能TPS5430,并继续检测电流。经过实测，TPS5430关断后，不论负载电阻如何变化甚至输出短路，系统输出电流均为零。由于采用了极低功耗的MSP430单片机,该方案的实际功耗仅67mW。
方案二电路简单，稳定性高，功耗非常低，且过流值易于设定，故我们选择了方案二。
2.理论分析
2.1DC-DC转换模块的设计TPS5430内部集成了PWM产生电路、高位场效应管驱动电路以及低导通电阻的NMOS管，所以TPS5430的外围电路只需一一个自举电容、输出滤波器以及反馈电阻即可。
2.1.1二极管的选取
要想做到高效率，续流二极管的压降要小并且恢复速度足够快。普通的二极管，正向压降比较大。同时，由于开关管高速地在导通与截止状态之间转换，二极管反应速度不够快，二极管会大量发热并且使TPS5430的输出波形也会受到影响，整个系统的效率很低。肖特基:极管同时拥有低压降和快恢复的特性，是不错的选择。考忠到通过二极管的瞬态尖峰电流可能达到2A，我们选择了肖特基二极管SB540,它的反向耐压值为40V，可承受的瞬态尖峰电流能达到150A。
2.1.2输出滤波器电感和电容是DC-DC输出滤波器的关键，他们共同担负着储能与滤波的作用。在设计输出滤波器时，我们可以选择-阶LC滤波器或二阶甚至更高阶LC滤波器。但考虑到本题目对效率及纹波的要求，我们决定选择低阶滤波，以降低滤波器的消耗。通过对电感和电容的计算与测试，我们发现一阶LC滤波器即可满足本题目对纹波的要求。由于TPS5430开关管的工作频率为500KHz， 频率较高，故对电容电感的选择已经较为苛刻。输出纹波电压-般是输出电感上纹波电流流过输出电容的等效电阻形成的，为了降低纹波，我们需要尽量降低输出电感的匝间电容和输出电容的等效电阻。而低ESR的电解电容都较为昂贵，故我们在电感上进行改进。通过对电感最佳值的计算，并考虑到电感中的漏磁会对电路产生干扰，我们选择了100μH带磁屏蔽的电感，经过实测，可以将满载时的纹波电压控制在峰峰值30mV左右。
2.1.3电感的计算
由于TPS5430采用自举的方法驱动内部NMOS管，经实际测量，在TPS5430输入电压为8V时，其NMOS管漏极电压为13V。 假设输出电容足够大，则在NMOS管截止时
VL=Vo-Vou=13-5=8其中，VL =电感两端电压VD = NMOS管漏极电压Voun =输出电压假设纹波电流峰峰值不超过满负载电流的30%即Ai=1AX 30%= 0.3ATPS5430的工作周期为1T=f= 500KHz = 2μs假设在满负载输出时PWM占空比位65%，所以导通时间为Ot=T x 65%= 1.3μs电感值可以由以下公式计算:
L=Vix AtAi式中，L=要求的电感，单位为μH,△单位为us,△i单位为A, V单位为V因此，8*1.3L=-0= 34.67uH0.3由于最低输出电压为4. 5V，且为使纹波电压( 即纹波电流)进一步减小，故应适量使用更大的电感，在此选择电感值为100μ H。
假设输出电容足够大，则在NMOS管截止时
VL=Vo-Vou=13-5=8其中，VL =电感两端电压VD = NMOS管漏极电压Voun =输出电压假设纹波电流峰峰值不超过满负载电流的30%即Ai=1AX 30%= 0.3ATPS5430的工作周期为1T=f= 500KHz = 2μs假设在满负载输出时PWM占空比位65%，所以导通时间为Ot=T x 65%= 1.3μs电感值可以由以下公式计算:
L=Vix AtAi式中，L=要求的电感，单位为μH,△单位为us,△i单位为A, V单位为V因此，8*1.3L=-0= 34.67uH0.3由于最低输出电压为4. 5V，且为使纹波电压( 即纹波电流)进一步减小，故应适量使用更大的电感，在此选择电感值为100μ H。 Vo=正常输出电压= 5V因此，电容最小值为LI234.67x12C=-= 6.6uuFVp2- Vo25.52-52再者，为了得到更好的纹波效果，及更好的防止过冲的发生，该电容在实际应用时最终选择了100uF。
2.2均流模块的实现
加入UCC29002后的电路连接如图所示。在儿路电源的UCC29002的均流母线连接后，系统会自动选出电流最大(即输出电压最大)的一路。此路UCC29002内部的三极管截止，即没有电流流入其ADJ脚，故该路中只是反馈线上比无UCC29002时多了一一个小电阻(R4, 在此取660 )。
而在电流较小的另路电源中，UCC29002内部三极管导通，该三极管发射极有一个500 Q电阻到地，此时通过该三极管的电流即为VEAO /500。有此附加电流流过R4后，A点电压下降，从而B点基准电压也下降，而不再是1. 22V。此时为了使VsENCE恢复到1.22V，TPS5430将 增加PWM脉冲宽度，增加Vour从而提高该路电流输出，达到均流目的。
在电流取样中，我们使用了5m92的取样电阻。为了将该路电流值读入单片机，实现更精确的过流保护，我们曾将UCC29002内部差动放大器提供一一个很 大的放大倍数，但导致了差动放大器的工作不稳定，同时均流误差也很大。综合考虑均流误差和过流保护，我们将放大倍数减小为100倍。
在R4的选择上，我们试验了20- -10092。 当R4取209时，只有当两路电流相差较小时，系统才具有较好的调节能力。当R4取1000 时，系统对电流有较强的调节能力，但对输出电压有较大影响。为了兼顾均流能力及输出电压的稳定，我们做出了折中的选择，将R4选定为669。
3.系统框图和软件流程
4.选用TI器件的依据，选型理由4.1 UCC29002UCC29002对输出电流进行均流，两路输出误差最佳可控制在1%以内。采用此芯片均流实现简单，均流效果好。而且可扩展为N路均流，是实际均流电源的理想选择。
4.2 TPS5430
5.5V至36V输入，3A降压型DC/DC转换器。由于是开关芯片，转换效率高，且指标均能满足题目要求。
三、所使用TI模拟器件简介
在装配及调试过程中，我们发现要想实现精确均流，必须保证电源的输出电压很稳定，即输出电压纹波要足够小。但TPS5430的 工作频率较高(500KHz)， 比较容易发生自激。所以我们先通过详细计算，再实测验证来选择合适的滤波电容电感:同时保证取样电阻为无感电阻，以防产生附加的相移:并通过缩短反馈线的长度来减少干扰，以防止自激的发生。
四、MSP430 使用
1.给出外设接口概况，硬件设计注意事项MSP430的端口非常丰富，包括P1~P8。在这个系统中，我们使用P5来产生控制信号，来控制TPS5430的通和短。同时，我们还使用了P1端口来驱动发光二极管和蜂鸣器，进行声光报警。
2.丰富内部电路的应用技巧(内置ADC,DAC,比较器等的使用)为了采集两路电源的电流，我们使用了MSP430内部集成的12位ADC。由于要采集两路电流，我们使用序列通道单次转换模式，并用定时器触发方式实现循环采样。
3.低功耗实现MSP430单片机功耗非常低，而且其默认晶振频率为32768HZ。 由于采用了低功耗的MSP430单片机，我们系统中的过流模块的功耗很好的控制在60MW.
五、作品达到的性能指标
1.测试数据及测试方法1.1负载效应的测试方法与数据1)市电经变压器整流滤波后作为输入电压;
2)单路在空载时调节输出电压为5.000V;
3)单路在负载从10%调节至100%满负载时测量各阶段的输出电压:
4)负载效应按以下公式计算:
负载效应=| (5. 000-Vo) /5. 000X 100%
1.2系统效率的测试方法与数据
由于我们的电路对各模块分离供电，故需测量多路电压电流。因电流表非理想，存在一定压差，所以在测试DC-DC模块输入电压时，电压应该在电流表之后测得。同理，在测试DC-DC模块输出电压时，电压应该在电流表之前测得。电压电流测试点示意图请参见附图3,最后效率可由公式η=AlxV1+ A2xV2+ A3xV3x100%得到。
1. 3不均流度的测试方法与数据
1)在空载时调整输出电压为5V
2)在负载从10%调节至100%满负载时分别测量各阶段的输出电流II,I23)不均流度按照以下公式计算:
不均流度=1(11-12)1x100%(I1+12)2
1.4纹波的测试方法与数据
1)在空载时调整输出电压为5V
2)在负载从10%调节至100%满负载时分别测量各阶段的纹波
2.误差分析及改进
在方案实施过程中，由于时间比较紧，来不及制板，而试验板的结构受限，因此，我们还没有充分发挥TI芯片的最大潜能。
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