【电赛公开课】模拟电路基础知识讲座_第12课时_共射放大电路4

[复制链接]

143

主题

247

帖子

6929

积分

管理员

Rank: 9Rank: 9Rank: 9

积分
6929
查看: 8590回复: 2 发表于 2019-1-10 10:05:30   只看该作者
关于电赛公开课
《模拟电路基础知识讲座》由 TI 邀请青岛大学傅强老师录制,深入浅出的介绍了模拟电路及电源相关的基础知识,帮助大家由浅入深地了解产品,更轻松的进行产品的选型和设计。
本课程共计80节视频内容,视频解析文字课40节,每周二、周四更新,欢迎同学观看学习。

>>>>>>>>>>
查看全部课程安排<<<<<<<<<<

本节文字课程相关视频:
共射放大电路增大放大倍数(点击前往观看)
选频放大电路(点击前往观看)
高频滤波与高频增强(点击前往观看)


本节将介绍一些共射放大电路的扩展设计,开阔思维和眼界。

1 利用电容旁路共射放大电路的RE
当我们想增大放大倍数而不改变直流偏置电路时,可以利用电容旁路部分RE的办法来实现,如图1所示:
1) 在分析直流偏置电路时,C3的作用是稳定RE2的电压,并不会改变RE2电压。
2) 在分析交流通路时,C3的交流阻抗为0,把RE2短路掉了,所以图示共射放大电路的放大倍数为:
1.jpg (1)

2.jpg
图1 调整交流放大倍数为10倍

3) 图2所示的TINA电路仿真中,为防止饱和,将VG信号源的输出幅值改为0.5V,这样就得到了10倍放大电路,各信号的“平均值”没有改变(直流偏置没有改变)。

3.jpg
图2 十倍放大电路的TINA仿真

如图3所示,当我们把全部的RE都旁路掉,放大倍数将达到最大值。当RE被电容C3旁路掉时,ΔvB会导致ΔiE无穷大吗?要分析这个问题需要重新讨论二极管等效电路。

4.jpg
图3  放大倍数达到最大

1) 如图4所示为二极管伏安特性曲线的几种近似,三极管BE之间就是一个二极管。

5.jpg
图4 二极管的伏安特性曲线

2)在考虑RE作用时,我们都是用(b)图的近似,认为UBE就是0.7V不变,多数情况都可以这么近似。但当RE被旁路掉时,还这么近似,就会得出ΔuB引发∞ΔiE的错误结论。
3)如(a)图所示,实际二极管两端电压发生变化,i不会是无穷大,用(c)图来等效就是存在等效基极电阻rbe,且它的值不是定值,而是图(a)取各点的切线斜率。
引入rbe以后,三极管应等效为如图5所示的模型,BE之间增加了一个基极体电阻rbe,该电阻与0.7V电池串联共同构成BE间的PN结。

6.jpg
图5 考虑基极体电阻的三极管等效模型

1) 根据图5的新等效模型,就可以算出图3的放大倍数了。利用rbe可以求出ΔiB:
7.jpg (1)
8.jpg (2)
9.jpg   (3)
2) 式(3)表明,rbe的效果相当于缩小β倍“折算”到RE的位置上。rbe的大小在千欧数量级,讨论具体rbe多大没意思,只要记住图3所示电路的放大倍数很大,就当成是β倍好了。
注:理论上rbe的效果应当是缩小(1+β)倍“折算”到RE的位置上(式(2)用不用“约等于”的区别)。本书此前的讨论都尽量避免出现实际β值,而仅利用β值很大这一特性即完成电路求解。本小节内容不可避免的出现了β值,但计较是(1+β)并无实际工程意义,为简单起见,还是一律“约等于”β。

图6给出了TINA仿真的结果,VG输入信号幅值分别为5mV和20mV。
1) 左图的放大倍数约为200,失真不是很明显。右图放大倍数200左右,已经明显失真,出现了“大头”波形而不是真正的正弦波。
  
1011.jpg
图6 “玩命”放大电路的TINA仿真波形

2) 大头波形的产生原因很简单,参考图4(a),二极管伏安特性曲线的斜率不是常数,所以rbe也就不是常数,根据式(3)计算的放大倍数A也就随基极(PN结等效二极管)电流而改变了。基极电流变化范围越大,失真越明显,比如图6的右图就比左图失真明显。
  3) 含(未被旁路)RE的共射放大电路为什么没有“大头失真”呢?考虑RE时,式(3)应修正为式(4),分母中RE的权重远大于rbe/β,所以rbe的变化几乎不会影响放大波形。
12.jpg (4)

2选频放大电路
如图7所示,将RC由LC并联电路取代,就构成了放大特定频率信号的选频放大电路。

13.jpg
图7选频放大电路

1) LC并联电路的阻抗和频率有关,如图8所示。低频信号被L短路,等效RC阻抗极低,无法被放大;高频信号被C短路,也无法放大;只有不高不低的某个频率阻抗极大能被放大。
2) 理论上本征频率f0处阻抗无穷大,但是由于电阻的存在,实际还是有限大。
3) 图8长的越”sharp”,说明LC电路的Q值越高,选频放大的特性越好。

14.jpg
图8 LC并联电路的阻抗特性曲线

4) 使用TINA可以仿真LC槽路的频率阻抗特性。如图9所示,将LC槽路与R3电阻进行分压,利用Tina的分析-->交流分析-->交流传输特性,就可以得出频率阻抗特性曲线。进一步利用图表工具中的“指针a”可以得出最高点的坐标为3.16kHz,也就是LC本征频率f0为3.16kHz,这与理论计算值3.008kHz基本吻合(误差来源于仿真采样点数目限制)。
  
1516.jpg
图9 LC并联槽路的阻抗特性
                              
5) 按图7所示电路进行Tina仿真,输入信号选择1.05kHz的方波。选择方波的原因是其频谱含有高次谐波,频率丰富。LC槽路特征频率(3.16kHz)正好是方波信号(1.05kHz)的3倍频率。图10所示仿真波形可以看出放大输出的结果是方波的3倍频。如果调整LC参数,还可以仿真出放大5倍频、7倍频等。

17.jpg
图10 选频放大仿真波形

3 高频滤波电路
如果使用合适的电容与RC并联就可以构成图11所示的高频滤波电路。
1) 电容C3会降低RC处高频信号的阻抗,所以图11电路就对不同频率信号反映出不同的放大倍数。实际应用中这个电路用于消除高频干扰。
2) Tina仿真可以实验这一滤波效应。图11中添加了干扰源VG1,设定为100kHz/0.2VPP的干扰信号。VG和VG1叠加并抬升2V直流电平形成ui进入滤波放大电路。注意,根据叠加原理VG和VG1效果将减半,即ui=0.5×(VG+VG1)+2。
3) C3的取值需要计算,设定低通滤波的截止频率(把RC看做输出阻抗,C3上端交流接地,RC和C3就构成低通滤波器)为5倍的信号频率,大概算出C3为3.2nF。设计开关SW,仿真观察滤波电容所起的效果。

18.jpg
图11高频滤波放大电路

4) 图12所示是SW断开时的仿真波形。可见,100kHz的干扰信号也被放大了。

19.jpg
图12 无滤波时的高频干扰放大波形

5) 图13所示是SW闭合时的仿真波形。可见,100kHz的干扰信号基本被抑制住了。

20.jpg
图13 有滤波时的高频干扰放大波形

4 高频增强电路
类似的,如果将电容并联在RE处就能得到高频增强电路。
1) 如果信号的频带很宽,如音频,我们当然希望高频和低频都得到一样的放大倍数。否则放大以后的信号就“变调”了。
2) 但是,正常电路都会由于分布电容带有一定的低通效应,所以高频信号的放大倍数“天然”就会比低频信号小。
3) 图14用于对高频信号进行“预加重”,以备后级电路的高频衰减。

21.jpg
图14 预加重放大电路

在TINA仿真中,使用1.1kHz方波作为“宽频”信号。
1) SW开关断开时,仿真输出波形如图15左所示。输出波形不是平直的,而是略有斜率,这是因为放大电路带宽的原因,完全再现方波需要极高的带宽。
2) SW开关闭合时,仿真输出波形如图15右所示。输出波形有了“毛刺”,这就是高频增强的效果。
  
2223.jpg
图15 预加重电路仿真波形


以上就是本节公开课的全部内容,通过本节课程的学习,你收获了什么?
欢迎大家留言作答以下题目,答案将在下期公开课公布。在答案公布前作答正确的同学,还将获得5枚赫兹币奖励哦~

课后问答:
1. 共射放大电路中,通过旁路部分RE的办法来增大放大倍数,有什么好处?       
    参考答案:好处是可以避免修改直流偏置电路。
2. 共射放大电路中,用电容完全旁路RE后,共射放大电路的放大倍数由什么决定?
    参考答案:三极管基极等效电阻Rb
3. LC并联槽路在谐振频率处的阻抗是最大还是最小?
    参考答案:最大
4. 共射放大电路中,能够通过给Rc并联一个大容量电容来实现滤除高频干扰的目的吗?
    参考答案:4.不能。只能并联适当容值的电容,该电容值需根据信号和噪声的截止频率计算。如果盲目的并联大容量电容,效果是在整个频段缩小放大倍数,共射放大电路无法正常工作。










4

主题

64

帖子

415

积分

二氧化硅

Rank: 2

积分
415
发表于 2019-1-10 15:59:27   只看该作者
1.不改变直流偏置
2.在三极管电流放大系数β的情况下,放大倍数取决于rbe
3.最大
4.可以并联一个大电容,降低高频信号的阻抗,滤除高频干扰

31

主题

98

帖子

349

积分

二氧化硅

Rank: 2

积分
349
发表于 2019-1-11 08:54:29   只看该作者
liujie 发表于 2019-1-10 15:59
1.不改变直流偏置
2.在三极管电流放大系数β的情况下,放大倍数取决于rbe
3.最大

:handshake
快速回复 返回顶部 返回列表